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在 USB 適配器、手機(jī)充電器以及系統(tǒng)偏置電源等大量低功耗應(yīng)用中，低成本準(zhǔn)諧振/非連續(xù)模式反激式轉(zhuǎn)換器是常見(jiàn)選擇（圖 1）。這類(lèi)轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)效率高，成本極低。因此為什么不考慮在自己的設(shè)計(jì)中使用雙極性節(jié)點(diǎn)晶體管 (BJT) 呢？ 這樣做有兩個(gè)非常有說(shuō)服力的理由：一個(gè)是 BJT 的成本遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于 FET；另一個(gè)是 BJT 的電壓等級(jí)比 FET 高得多。這有助于設(shè)計(jì)人員降低鉗位電路和/或緩沖器電路的電氣應(yīng)力與功耗。使用 BJT 的唯一問(wèn)題是許多工程師已經(jīng)習(xí)慣于 FET，或是在他們的電源轉(zhuǎn)換器中從來(lái)不將 BJT 用作主開(kāi)關(guān) (QA)。本文將探討如何估算/計(jì)算在非連續(xù)/準(zhǔn)諧振模式反激式轉(zhuǎn)換器中使用的 NPN BJT 的損耗。 圖 1：離線高電壓 BJT 適配器反激電路 在深入探討計(jì)算 BJT 損耗的方法之前，需要對(duì)雙極性晶體管模型做一個(gè)基本了解。一個(gè)雙極性晶體管的最簡(jiǎn)單形式是一個(gè)電流控制型電流汲/開(kāi)關(guān)。基極 (B) 輸入可控制從集電極 (C) 流向發(fā)射極 (E) 的電流。圖 2 是 NPN BJT 的概念和原理圖。該器件摻雜有兩個(gè)被 P（正電荷原子）摻質(zhì)區(qū)隔開(kāi)的 N（負(fù)電荷原子）半導(dǎo)體區(qū)�；鶚O與 P 材料相連，而發(fā)射極和集電極則分別連接至晶體管的兩個(gè) N 區(qū)域。 圖 2：BJT 半導(dǎo)體 (a) 和原理圖符號(hào) (b) 基極發(fā)射極結(jié)點(diǎn)的功能與二極管類(lèi)似。在基極發(fā)射極結(jié)點(diǎn)施加正電壓，會(huì)吸引 N 材料（與發(fā)射極 (E) 連接）的自由電子。這些自由電子遷移到 P 材料中后，會(huì)造成 N 材料的自由電子匱乏。N 材料中的自由電子匱乏會(huì)從偏置電源（與基極和發(fā)射極相連）的負(fù)端吸引電子，形成完整電路允許電流通過(guò)。B 節(jié)點(diǎn)和 E 結(jié)點(diǎn)的負(fù)偏置會(huì)導(dǎo)致多余電子從 P 材料中吸引出來(lái)。這會(huì)斷開(kāi)電路，阻止電流流動(dòng)，就像對(duì)二極管進(jìn)行反向偏置一樣。 在基極發(fā)射極結(jié)點(diǎn)處于正向偏置，而集電極至發(fā)射極路徑為偏置時(shí)，這可打開(kāi)洪流柵極，允許電流流動(dòng)。連接至集電極的正偏置會(huì)吸引自由電子流向集電極端，在 N 材料中形成電子匱乏。這可吸引來(lái)自基極的電子，將其耗盡在 N 材料中�，F(xiàn)在電流就可流經(jīng)集電極和發(fā)射極的耗盡層，形成完整電路。集電極電流 (IC) 的數(shù)量可能會(huì)比基極電流 (IB) 多好幾個(gè)數(shù)量級(jí)。IC 與 IB 之間的比值一般稱(chēng)為晶體管的 DC 電流增益。在產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)中也可表達(dá)為 Beta(β) 或 hFE。注意，在晶體管產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)中，該比值在特定條件下給出，可能會(huì)有明顯的變化。 （等式 1） 在飽和狀態(tài)下工作 當(dāng)集電極基極電流比被迫低于產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)規(guī)定的 hFE 值時(shí)，晶體管就可定義為飽和工作。在 BJT 處于飽和狀態(tài)下時(shí)，增加基極電流就不會(huì)生成更多的集電極電流。集電極發(fā)射極之間的電壓也驟跌到了最低水平。這在產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)中被稱(chēng)為集電極發(fā)射極飽和電壓 (VCE(SAT))。該電壓一般為 0.5V 至 2V，具體取決于 BJT。在適配器和偏置電源應(yīng)用中，在 BJT 用作主開(kāi)關(guān)以保持最低傳導(dǎo)損耗時(shí)，該器件就可驅(qū)動(dòng)在飽和狀態(tài)下。 反激設(shè)計(jì)中的飽和 BJT（等式 2） 場(chǎng)效應(yīng)晶體管 (FET) 是中間功耗范圍（30W 到 1KW）的熱門(mén)選擇，因?yàn)?FET 的傳導(dǎo)損耗普遍小于 BJT 的傳導(dǎo)損耗。但在偏置電源與適配器等 15W 至 30W 的低功耗應(yīng)用中，開(kāi)關(guān)電流較小。因此，BJT 可用于發(fā)揮較低成本及較高電壓額定值的優(yōu)勢(shì)。但這類(lèi)器件并不完美，在設(shè)計(jì)過(guò)程中需要應(yīng)對(duì)一些不足。 在使用 FET 時(shí)，柵極只有在柵極電容充放電時(shí)才傳導(dǎo)電流。在基極發(fā)射極結(jié)點(diǎn)處于正向偏置時(shí)，BJT 一直都在傳導(dǎo)。此外，在關(guān)斷飽和 BJT 時(shí)，由于存儲(chǔ)電荷原因，有相當(dāng)一部分集電極電流會(huì)從晶體管基極流出。這與 FET 不同，F(xiàn)ET 的柵極驅(qū)動(dòng)器從來(lái)不會(huì)出現(xiàn) FET 的漏極電流。這將為反激式控制器的基極驅(qū)動(dòng)器帶來(lái)更多應(yīng)力。在為此類(lèi)設(shè)計(jì)選擇反激式控制器時(shí)，應(yīng)確保其可控制和驅(qū)動(dòng)適配器應(yīng)用中的 BJT。UCC28722 反激式控制器經(jīng)過(guò)專(zhuān)門(mén)設(shè)計(jì)，可控制將 BJT 用作主開(kāi)關(guān)的準(zhǔn)諧振/非連續(xù)反激式轉(zhuǎn)換器。該反激式控制器的驅(qū)動(dòng)器電路詳見(jiàn)圖 3。 圖 3：控制器基極驅(qū)動(dòng)器內(nèi)部電路 要計(jì)算此類(lèi)低功耗反激式應(yīng)用中 BJT 的功耗情況，需要基本了解 BJT 的波形（圖 4）。注意，BJT 集電極電壓 (VC)、集電極電流 (IC) 以及電流傳感電阻器電壓 (VRCS) 可被截?cái)?5W USB 適配器�；鶚O電流 (IB) 和輸出二極管電流 (IDC) 只是畫(huà)出來(lái)表現(xiàn)對(duì)應(yīng)的電流，可能不是實(shí)際量級(jí)。 圖 4：準(zhǔn)諧振反激式轉(zhuǎn)換器中 BJT 的開(kāi)關(guān)波形 在 t1 時(shí)間段的起點(diǎn)，集電極電流為 0�；鶚O使用 19mA 的最小驅(qū)動(dòng)電流 (IDRV(MIN)) 驅(qū)動(dòng)，該電流可逐步遞增至 37 mA 的最大驅(qū)動(dòng)電流 (IDRV(MAX))。由于集電極電流是從 0 開(kāi)始的，因此在開(kāi)關(guān)周期的起點(diǎn)為基極提供最大驅(qū)動(dòng)電流既沒(méi)必要，也無(wú)效率。開(kāi)關(guān)保持導(dǎo)通，直至達(dá)到最大驅(qū)動(dòng)電流為止，該最大驅(qū)動(dòng)電流可通過(guò)控制器控制律確定。初級(jí)電流通過(guò)電流傳感電阻器 (RCS) 感應(yīng)。在 t1 時(shí)間段內(nèi)，變壓器 (T1) 通電，BJT 驅(qū)動(dòng)到飽和狀態(tài)。一旦在 t1 終點(diǎn)達(dá)到所需電流時(shí)，就可通過(guò) FET 將 BJT 的基極拉低。此時(shí)，所有的集電極電流都將流出晶體管基極，注入 DRV 控制器引腳 (IDRV)。 反向恢復(fù)與基極電流的耗盡 在 t2 時(shí)間段，基極集電極結(jié)點(diǎn)進(jìn)入反向恢復(fù)，晶體管保持導(dǎo)通，直至基極電流消耗到大約集電極電流的一半。注意，該時(shí)間段集電極電流與發(fā)射極電流之差即為流經(jīng)晶體管基極的電流。晶體管保持導(dǎo)通，集電極電流的量級(jí)大致保持不變。該時(shí)間段也稱(chēng)為 BJT 存儲(chǔ)時(shí)間 (tS)，可在器件的產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)上查到。 存儲(chǔ)時(shí)間結(jié)束、t3 開(kāi)始時(shí)，晶體管開(kāi)始關(guān)斷。在這個(gè)時(shí)間段內(nèi)，晶體管 PN 兩個(gè)結(jié)點(diǎn)都進(jìn)入了反向恢復(fù)。在晶體管關(guān)斷，集電極電流將耗盡時(shí)，基極和發(fā)射極共享集電極電流。集電極電壓逐漸升高，直至器件完全關(guān)斷。當(dāng) BJT 完全關(guān)斷時(shí)，集電極電壓達(dá)到最大值。該電壓是輸入電壓、變壓器反射輸出電壓以及變壓器漏電感造成的峰值電壓之和。 在 t4 時(shí)間段內(nèi)，能量不僅提供給二次繞組，而且二極管 DG 開(kāi)始傳導(dǎo)，從而可為輸出提供能量。當(dāng)變壓器的能量耗盡時(shí)，集電極電壓開(kāi)始圍向接地。該電壓可通過(guò)輔助繞組的匝數(shù)比 (NA/NP) 傳感。當(dāng)控制器觀察到變壓器失電，就可增加 t5 延遲來(lái)實(shí)現(xiàn)谷值開(kāi)關(guān)。注意，圖 4 中的波形只是一個(gè)截圖，此時(shí)轉(zhuǎn)換器工作在近臨界傳導(dǎo)狀態(tài)下，正在進(jìn)行谷值開(kāi)關(guān)。控制器不僅可調(diào)節(jié)初級(jí)電流的頻率和幅度，而且還可驅(qū)動(dòng)轉(zhuǎn)換器進(jìn)入非連續(xù)模式，從而可控制占空比。這些轉(zhuǎn)換器的最大占空比發(fā)生在轉(zhuǎn)換器工作在設(shè)計(jì)設(shè)定的近臨界傳導(dǎo)狀態(tài)下時(shí)。 估算 BJT 中傳導(dǎo)及開(kāi)關(guān)損耗的計(jì)算方法與二極管類(lèi)似�；鶚O、發(fā)射極和集電極飽和電壓可按電池進(jìn)行建模，與二極管正向電壓類(lèi)似。平均電流可用來(lái)估算平均傳導(dǎo)損耗。在本應(yīng)用中，計(jì)算中涉及的所有電流均為三角形或梯形。平均計(jì)算不僅使用基本幾何原理，而且還有清楚的記錄。主要差別在于 BJT 具有電荷存儲(chǔ)延遲 (tS)。BJT 晶體管的基極需要在器件開(kāi)始關(guān)斷之前，移除一定數(shù)量的存儲(chǔ)電荷 (QS)。這就需要知道如何計(jì)算 PN 結(jié)點(diǎn)的反向恢復(fù)電荷 (QR)。反向恢復(fù)電荷是指讓半導(dǎo)體器件停止傳導(dǎo)所需的反向電荷數(shù)量。 為了計(jì)算 BJT 開(kāi)關(guān) (QA) 的損耗，我們來(lái)看看使用 NPN 晶體管（工作在 115V RMS 輸入下）的 5W USB 反激式轉(zhuǎn)換器。詳細(xì)規(guī)范見(jiàn)表 1。峰值集電極電流 (IC(PK) 通過(guò)控制器限制為 360mA，轉(zhuǎn)換器最高頻率 (fMAX) 按設(shè)計(jì)限制在 70KHz。在 115VRMS 輸入的滿負(fù)載情況下，該轉(zhuǎn)換器的平均開(kāi)關(guān)頻率 (fAVG) 為 56KHz。根據(jù)最低輸入電壓，轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)采用的最大占空比 (DMAX) 為 52%。在該輸入條件下，最高集電極電壓 (VC(MAX)) 為 250V。 （等式 3） 晶體管損耗估算 估算晶體管損耗，需要估算圖 4 中所示的各個(gè)時(shí)間段。t1 時(shí)間段是最大占空比的時(shí)長(zhǎng)，對(duì)于本設(shè)計(jì)示例而言大約是 7.4us。 （等式 4） 估算 t2 時(shí)間段，需要計(jì)算器件的存儲(chǔ)電荷 (QS)。 根據(jù)產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)的 tS 參數(shù)以及基極放電電流 (I)，存儲(chǔ)電荷為 200nC： （等式 5） 在 t1 時(shí)間段，該晶體管被驅(qū)動(dòng)為飽和狀態(tài)。在 t1 時(shí)間段，全部集電極電流均流經(jīng)晶體管基極。由于基極在 t2 內(nèi)進(jìn)入某種類(lèi)型的反向恢復(fù)，因此集電極電流在晶體管的基極和發(fā)射極之間分流。根據(jù)這一信息以及電流在該時(shí)段內(nèi)為梯形的特性，t2 存儲(chǔ)時(shí)間段的平均基極電流 (IB(AVGt2)) 可按以下等式計(jì)算： （等式 6） 有了平均基極電流和 QS，t2 時(shí)間段可以通過(guò)以下等式計(jì)算： （等式 7） （等式 8） 集電極反向恢復(fù)電荷 (Qr) 數(shù)量可用來(lái)估算開(kāi)關(guān)損耗時(shí)間段 t3。根據(jù) BJT 產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)，參數(shù) Qr 的計(jì)算結(jié)果為 36nC。 （等式 9） 按三角形特性，t3 時(shí)間段的平均集電極電流 (IC(AVGt3)) 為 180mA。該集電極電流和計(jì)算得到的 Qr 可用來(lái)估算 t3 時(shí)間段的時(shí)長(zhǎng)，在本設(shè)計(jì)實(shí)例中大約為 200ns。 （等式 10） （等式 11） 根據(jù) t1 至 t3 時(shí)間段的時(shí)間估算，就可使用等式 12 計(jì)算 BJT 在 115V RMS 輸入下的損耗 (PQA)。在該等式中，第一組項(xiàng)是 BJT 正向偏置時(shí)的基極至發(fā)射極傳導(dǎo)損耗。第二組項(xiàng)是估算 t1 和 t2 時(shí)間段中集電極電流所引起的 BJT 損耗。這包括流經(jīng)基極的電流�；鶚O到集電極的反向飽和電壓按 VCE(SAT) 估算。第三組項(xiàng)用于估算 BJT 的關(guān)斷損耗。 （等式 12） 我們通過(guò)評(píng)估 5W 設(shè)計(jì)，將時(shí)間估算準(zhǔn)確性與實(shí)際時(shí)間進(jìn)行了對(duì)比。 測(cè)量到的 t1 時(shí)間是 6.5us，比估算結(jié)果低 2.4%。存儲(chǔ)時(shí)間是 660ns（t2=ts），大約比估算值低 11%。測(cè)得的集電極上升時(shí)間 (t3=tR) 是 210ns，大約比估算值高 5%。根據(jù) t1 到 t3 的測(cè)量時(shí)間計(jì)算出的功耗 PQA 增大到了 544mW，比估算功耗高 4.6%。注意這些計(jì)算依據(jù)的是產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)的平均存儲(chǔ)時(shí)間和反向恢復(fù)時(shí)間。實(shí)際時(shí)間將隨制造、工藝和工作條件的不同而不同。為了安全起見(jiàn)，設(shè)計(jì)人員應(yīng)為其總體 BJT 損耗估算值增加 20% 的裕度。 總結(jié) 當(dāng)?shù)谝淮谓佑|使用 1 款 BJT 設(shè)計(jì)開(kāi)關(guān)電源時(shí)，我很好奇為什么設(shè)計(jì)人員會(huì)使用 BJT 而不是 FET。然而，雙極性晶體管具有較低成本和較高電壓額定值，是這些低功耗應(yīng)用的可行選項(xiàng)。正如本文所介紹的那樣，只要基本了解雙極性晶體管的工作情況和幾何構(gòu)造，就可估算晶體管的傳導(dǎo)及開(kāi)關(guān)損耗。 |
