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SiC MOSFET、Si CoolMOS 和 IGBT的特性詳細(xì)對(duì)比

發(fā)布時(shí)間：2025-9-30 11:24 發(fā)布者：Eways-SiC

關(guān)鍵詞：太陽能逆變器 , 高端服務(wù)器電源 , 充電樁 , 軌道交通

SiC MOSFET、Si CoolMOS 和 IGBT詳細(xì)特性對(duì)比

碳化硅（SiC）半導(dǎo)體器件由于其寬禁帶材料的優(yōu)良特性受到了廣泛關(guān)注。SiC 半導(dǎo)體器件作為一種新型器件，對(duì)其與 Si 半導(dǎo)體器件的特性對(duì)比及評(píng)估越來越有必要。本文主要對(duì)比了SiC MOSFET、Si CoolMOS 和 IGBT 的靜態(tài)特性。并搭建了基于 Buck 變換器的測(cè)試平臺(tái)，測(cè)試條件為輸入電壓為 400V，電流為 4～10A，對(duì)比了三種器件的開關(guān)波形、開關(guān)時(shí)間、開關(guān)損耗、dv/dt、di/dt 以及內(nèi)部二極管的反向恢復(fù)特性。設(shè)計(jì)了一臺(tái) 2kW 的雙主動(dòng)全橋（DAB）變換器的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，對(duì)比了應(yīng)用三種器件的 DAB 變換器的理論效率和實(shí)測(cè)效率。

碳化硅（Silicon Carbide，SiC）半導(dǎo)體器件因其材料具有擊穿電場(chǎng)高、載流子飽和漂移速度快、熱穩(wěn)定性好及熱導(dǎo)率高等優(yōu)勢(shì)[1-3]，可提高電力電子變換器的性能，引起了國(guó)內(nèi)外學(xué)者的廣泛關(guān)注。目前，商用的 SiC 半導(dǎo)體器件有 SiC 肖特基二極管、SiC JFET 及 SiC MOSFET。由于 SiC 肖特基二極管的反向恢復(fù)特性好于 Si 二極管，將其應(yīng)用于PFC 電路或逆變器中，效率得到明顯提高[4-6]。SiC JFET 是目前最成熟的 SiC 半導(dǎo)體器件，其開關(guān)速度和開關(guān)損耗均優(yōu)于 Si MOSFET 和 IGBT [7-9]。但 JFET的主要缺點(diǎn)是常通型，必須通過負(fù)壓關(guān)斷器件，當(dāng)驅(qū)動(dòng)電源出現(xiàn)故障時(shí)，很可能出現(xiàn)短路現(xiàn)象。

自 2011年，CREE公司推出第一代 SiC MOSFET，較多研究人員對(duì) SiC MOSFET 的特性進(jìn)行深入研究。文獻(xiàn)[10-13]指出 SiC MOSFET 的驅(qū)動(dòng)電壓較低時(shí)，其導(dǎo)通電阻為負(fù)溫度系數(shù)；驅(qū)動(dòng)電壓升高之后，其導(dǎo)通電阻為正溫度系數(shù)。文獻(xiàn)[14]仿真對(duì)比了應(yīng)用 SiC MOSFET 和 Si IGBT 的雙向 Buck-Boost 電路的效率，但沒有實(shí)際應(yīng)用效率的對(duì)比。由于雙有源全橋（Dual Active Bridge，DAB）變換器能自然實(shí)現(xiàn) ZVS 軟開關(guān)，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，效率高，對(duì) SiC MOSFET在 DAB 變換器中的應(yīng)用研究也較多[15-19]。文獻(xiàn)[15]在 DAB 變換器中比較了 SiC MOSFET、Si CoolMOS和 IGBT 的輸出電容 CDS 大小以及其對(duì) ZVS 軟開關(guān)的影響，但沒有對(duì)器件的其他特性進(jìn)行對(duì)比分析。文獻(xiàn)[16-17]實(shí)驗(yàn)對(duì)比了應(yīng)用 SiC MOSFET 和 Si IGBT 的 DAB 變換器的效率，但沒有對(duì)兩種器件的具體特性進(jìn)行對(duì)比分析。文獻(xiàn)[18-19]設(shè)計(jì)了應(yīng)用SiC MOSFET 的高頻 DAB 變換器，但其主要介紹了高頻磁性元件的設(shè)計(jì)。

為了具體了解 SiC MOSFET 的性能優(yōu)勢(shì)，及與 Si CoolMOS 和 IGBT 的特性差異，本文將 SiC MOSFET、Si CoolMOS 和 IGBT 的特性進(jìn)行對(duì)比。首先對(duì)比三種器件的靜態(tài)特性，分析其對(duì)器件性能的影響。然后搭建基于 Buck 變換器的測(cè)試平臺(tái)，對(duì)每種器件的開關(guān)特性進(jìn)行測(cè)試。最后基于一臺(tái) 2kW的 DAB 變換器，測(cè)試對(duì)比應(yīng)用三種器件的效率。2靜態(tài)特性對(duì)比

與 CMF20120D 擊穿電壓 VBR 相近的高壓 Si MOSFET 的導(dǎo)通電阻 RDS(on)均較大，因此本著額定電流 ID 和導(dǎo)通電阻相近的原則，本文選取了IPW65R065C7 作為對(duì)比對(duì)象。IPW65R065C7 為Infineon 公司最新的一款 CoolMOS，其最大特點(diǎn)是開關(guān)速度快。而本著 Si IGBT 的擊穿電壓和額定電流相近的原則，本文選取了 IKW25N120T2 作為對(duì)比對(duì)象。IKW25N120T2 為 Infineon 公司應(yīng)用廣泛的一款 Si IGBT。表 1 為 CMF20120D、IPW65R065C7和 IKW25N120T2 的器件參數(shù)。

圖 1 為 CMF20120D、IPW65R065C7 和 IKW25- N120T2 不同柵電壓（VGS 或 VGE）的 I-V 輸出特性曲線。如圖 1a 所示，CMF20120D 的 VGS 大于18V 之后特性曲線的斜率變化較小。如圖 1b 所示，IPW65R065C7 的 VGS 大于 8V 之后特性曲線的斜率基本不變，VGS 為 10V 和 20V 的特性曲線重合。如圖 1c 所示，IKW25N120T2 的 VGE 大于 13V 時(shí)特性曲線的斜率基本不變，VGE 為 17V 和 20V 的特性曲線重合。CMF20120D 的飽和區(qū)與線性區(qū)的拐點(diǎn)沒有 IPW65R065C7 和 IKW25N120T2 清晰。上述現(xiàn)象源于三種器件的不同的跨導(dǎo)特性，如圖 2 所示。CMF20120D 的跨導(dǎo)系數(shù)（gfs）最小，溝道遷移率最低，VGS 較高時(shí)才能獲得低導(dǎo)通電阻。為了保證CMF20120D 具有低通態(tài)損耗，其驅(qū)動(dòng)電壓要高于18V，與 Si 半導(dǎo)體器件不同。

圖 3a、圖 3b 和圖 3c 分別給出了 CMF20120D、IPW65R065C7 和 IKW25N120T2 的 Ciss，Coss和 Crss隨器件電壓（VDS 或 VCE）變化的曲線。IKW25N120T2的 Ciss 最小，其 VGE 響應(yīng)最快，驅(qū)動(dòng)損耗最小。IPW- 65R065C7 的 Coss 最小，其關(guān)斷時(shí) Coss 存儲(chǔ)能量最�。ㄆ骷_通時(shí)，Coss 存儲(chǔ)的能量轉(zhuǎn)化為開通損耗）。IPW65R065C7 的 Crss 最小，其 VGS 的密勒平臺(tái)時(shí)間最短，dv/dt 最大。

3開關(guān)特性對(duì)比

圖 4 為基于 Buck 變換器的測(cè)試平臺(tái)，用于測(cè)試 CMF20120D、IPW65R065C7 和 IKW25N120T2的開關(guān)特性。二極管 VD 為 SiC 肖特基二極管C4D20120A，其器件參數(shù)見表 2。SiC 肖特基二極管無反向恢復(fù)特性，用于限制被測(cè)器件（Device Under Test, DUT）開通時(shí)的電流尖峰。Buck 變換器的測(cè)試條件見表 3。驅(qū)動(dòng)電路框圖如圖 5 所示，使用Avago 公司的 ACPL-4800 光耦隔離芯片和 IXYS 公司的 IXDN609SI 驅(qū)動(dòng)芯片，驅(qū)動(dòng)電路的負(fù)壓通過三端穩(wěn)壓器 LM337 調(diào)節(jié)。根據(jù)器件的靜態(tài)特性，設(shè)計(jì)CMF20120D 的驅(qū)動(dòng)電壓為+18/3，IPW65R065C7和 IKW25N120T2 的驅(qū)動(dòng)電壓為+15/3。

圖 6 所示為 Buck 變換器的輸出電流為 7A 時(shí)，CMF20120D、IPW65R065C7 和 IKW25N120T2 的開通和關(guān)斷的波形。IKW25N120T2 的 VGE 響應(yīng)速度最快。CMF20120D 的開通延遲時(shí)間和關(guān)斷延遲時(shí)間最短。IPW65R065C7 的電壓電流變化時(shí)間最短，但其開通電流尖峰和關(guān)斷電壓尖峰最大。IKW25N120T2關(guān)斷拖尾現(xiàn)象嚴(yán)重。

圖 7 為 CMF20120D、IPW65R065C7 和 IKW25- N120T2 的開關(guān)時(shí)間隨 RG 變化的曲線。td(on)為開通延時(shí)時(shí)間，ton 為產(chǎn)生開通損耗的時(shí)間，即器件開通時(shí)電壓電流的交疊時(shí)間，td(off )為關(guān)斷延時(shí)時(shí)間，toff為產(chǎn)生關(guān)斷損耗的時(shí)間，即器件關(guān)斷時(shí)電壓電流的交疊時(shí)間。測(cè)試結(jié)果顯示，RG 越大，開關(guān)時(shí)間越長(zhǎng)。CMF20120D 的開通延時(shí)間和關(guān)斷延時(shí)時(shí)間最短，IPW65R065C7 和 IKW25N120T2 的關(guān)斷延遲現(xiàn)象比較嚴(yán)重。CMF20120D 產(chǎn)生開通損耗的時(shí)間最長(zhǎng)，IPW65R065C7 最短。IPW65R065C7 產(chǎn)生關(guān)斷損耗的時(shí)間最小，CMF20120D 與其相近。IKW25N120T2因其關(guān)斷拖尾現(xiàn)象，產(chǎn)生關(guān)斷損耗的時(shí)間最長(zhǎng)。

圖8 為 Buck 變換器的輸出電流不同時(shí)，CMF- 20120D、IPW65R065C7 和 IKW25N120T2 的開關(guān)損失能量。Eon 為開通損失能量，Eoff 為關(guān)斷損失能量。

測(cè)試結(jié)果顯示，隨著負(fù)載電流增加，開關(guān)損失能量增加。CMF20120D 開通損失能量最大，IPW65R065C7最小。IPW65R065C7 的關(guān)斷損失能量最小，CMF- 20120D 與其相近。IKW25N120T2 的關(guān)斷損失能量最大。

圖 9 為 Buck 變換器的輸出電流不同時(shí) CMF- 20120D、IPW65R065C7 和 IKW25N120T2 的開通di/dt 和關(guān)斷 dv/dt。測(cè)試結(jié)果顯示，IPW65R065C7的電壓電流變化率最大，IKW25N120T2 最小。

表 4 為 CMF20120D、IPW65R065C7 和 IKW25- N120T2 內(nèi)部二極管的靜態(tài)參數(shù)。其中 IKW25N120T2的內(nèi)部二極管為出廠前封裝在內(nèi)的 Si 快恢復(fù)二極管。圖 10 為測(cè)試二極管反向恢復(fù)特性的電路圖。圖11 為三種器件內(nèi)部二極管及 SiC 二極管 C4D20120A的反向恢復(fù)電流測(cè)試結(jié)果，此處測(cè)試結(jié)果包含二極管結(jié)電容充電電流。測(cè)試結(jié)果顯示，CMF20120D的內(nèi)部二極管的反向恢復(fù)電流最小，反向恢復(fù)時(shí)間最短。而 IPW65R065C7 的內(nèi)部二極管的反向恢復(fù)特性最差，其反向恢復(fù)電流峰值是 CMF20120D 內(nèi)部二極管的 6 倍，反向恢復(fù)時(shí)間是 CMF20120D內(nèi)部二極管的 3 倍。CMF20120D 的內(nèi)部二極管與 C4D20120A 對(duì)比，其反向恢復(fù)電流略大于C4D20120A。

4 DAB 變換器的損耗模型

DAB 變換器如圖 12a 所示，由兩個(gè)全橋單元通過一個(gè)電壓比為 N 的變壓器和輔助電感 L 連接構(gòu)成。Q1～Q8 為開關(guān)管，VD1～VD8 為續(xù)流二極管，C1 和 C2 為濾波電容。考慮到 IPW65R065C7 和IKW25N120T2 內(nèi)部二極管的反向恢復(fù)特性較差，續(xù)流二極管采用 SiC 肖特基二極管 C4D20120A。該變換器的主要工作波形如圖 12b 所示，包含 Q1 的關(guān)斷電壓 vDS_Q1 和通態(tài)電流 iD_Q1，VD1 的通態(tài)電流 iF_D1，Q5 的關(guān)斷電壓 vDS_Q5 和通態(tài)電流 iD_Q5，VD5 的通態(tài)電流 iF_D5 以及輔助電感電流 i。半個(gè)周期內(nèi)，輔助電感電流在 t0、t1、t2 和 t3 時(shí)刻的大小及其有效值表示為

基于 DAB 變換器的工作原理，建立 DAB 變換器的損耗模型。其主要包含：開關(guān)管的損耗模型、續(xù)流二極管的損耗模型以及變壓器和輔助電感的損耗模型。

開關(guān)管的損耗包含通態(tài)損耗和開關(guān)損耗，DAB變換器的變壓器兩側(cè)開關(guān)管損耗模型需要分別建立。當(dāng)開關(guān)管為 MOSFET 時(shí)，V1 側(cè)開關(guān)管的通態(tài)損耗模型為

當(dāng)開關(guān)管為 IGBT 時(shí)，V1 側(cè)開關(guān)管的通態(tài)損耗模型為

DAB 變換器開關(guān)管處于 ZVS 開通，其開通損耗近乎為 0，因此開關(guān)管的開關(guān)損耗模型只考慮關(guān)斷損耗。V1 側(cè)開關(guān)管的關(guān)斷損耗模型為

由于 SiC 二極管的反向恢復(fù)特性好，并且二極管的開關(guān)損耗較小，因此二極管的損耗模型只考慮通態(tài)損耗。V1 側(cè)二極管的通態(tài)損耗模型為

變壓器和輔助電感的損耗包含銅損和磁損。變壓器和輔助電感的銅損模型為

根據(jù)上述損耗模型，表 5 給出了 CMF20120D、IPW65R065C7 和 IKW25N120T2 的通態(tài)損耗和關(guān)斷損耗的理論計(jì)算結(jié)果。計(jì)算條件為：DAB 變換器的輸出功率為 2kW，V1 為 320V~400V，V2 為 360V，變壓器的電壓比 N 為 1∶1，Q1～Q8 的驅(qū)動(dòng)電阻 RG為 10Ω。開關(guān)管為 CMF20120D 和 IPW65R065C7 時(shí)，開關(guān)頻率為 100kHz，死區(qū)時(shí)間 Td 為 0.15s，輔助電感 L 為 66H；開關(guān)管為 IKW25N120T2 時(shí)，開關(guān)頻率為 20kHz，死區(qū)時(shí)間 Td 為 1s，輔助電感 L為 330H。表 5 中，隨著 V1 升高，CMF20120D、IPW65R065C7 和 IKW25N120T2 的通態(tài)損耗和關(guān)斷損耗均呈降低趨勢(shì)。IPW65R065C7 的通態(tài)損耗和關(guān)

斷損耗最低，CMF20120D 的通態(tài)損耗和關(guān)斷損耗略高于 IPW65R065C7。盡管 IKW25N120T2 的開關(guān)頻率為 20kHz，但其通態(tài)損耗和關(guān)斷損耗最高，關(guān)斷損耗遠(yuǎn)大于 CMF20120D、IPW65R065C7。

表 6 給出了開關(guān)頻率分別為 20kHz 和 100kHz時(shí)，二極管 C4D20120A 的通態(tài)損耗以及變壓器和輔助電感的銅損和磁損。變壓器和輔助電感所選磁心型號(hào)如表 7 所示，環(huán)形 H100/50/20 為七星飛行公司的鎳鋅鐵氧體磁心，EE55 為 TDK 公司的 PC40等級(jí)的錳鋅鐵氧體磁心。

根據(jù)以上損耗計(jì)算，圖 13 給出了 DAB 變換器輸出功率為 2kW 的理論效率。開關(guān)管為 CMF20120D時(shí)，DAB 變換器的最高效率為 94.9%；開關(guān)管為IPW65R065C7 時(shí)，DAB 變換器的最高效率為 95.5%；開關(guān)管為 IKW25N120T2 時(shí)，DAB 變換器的最高效率為 91.03%。

5實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

本文以 DSP 芯片 TMS320F28335 為主控芯片搭建了一臺(tái) 2kW 的 DAB 變換器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。圖 14a、14b 和 14c 分別為輸出功率為 2kW，V1 為 400V，開關(guān)管分別為 CMF20120D、 IPW65R065C7 和IKW25N120T2 時(shí)，DAB 變換器的 Q1、Q2 的關(guān)斷電壓波形 vDS_Q1 和 vDS_Q5。實(shí)驗(yàn)表明，IPW65R065C7電壓尖峰最高，IKW25N120T2 關(guān)斷電壓尖峰最小，與在 Buck 變換器中的測(cè)試結(jié)果一致。

圖 15 為 2kW DAB 變換器的實(shí)測(cè)效率。開關(guān)管為 CMF20120D 時(shí)，最高效率為 93.6%；開關(guān)管為IPW65R065C7 時(shí)，最高效率為 94.3%；開關(guān)管為IKW25N120T2 時(shí)，最高效率為 90.6%。 IPW65- R065C7 和 CMF20120D 的實(shí)測(cè)效率與理論偏差較大，這是由于計(jì)算理論效率時(shí)未考慮開關(guān)電壓電流尖峰以及溫度導(dǎo)致 RDS(ON)增加引起的損耗。

6結(jié)論

本文對(duì)比了 SiC MOSFET CMF20120D、Si CoolMOS IPW65R065C7 以及 Si IGBT IKW25N120T2D的靜態(tài)特性和開關(guān)特性，并將三種器件應(yīng)用于 2kW DAB 變換器中，進(jìn)行效率對(duì)比。對(duì)比結(jié)果表明：

（1）驅(qū)動(dòng)特性。CMF20120D 的跨導(dǎo)系數(shù) gfs 小，溝道遷移率最低，因此柵電壓相比 IPW65R065C7和 IKW25N120T2D 高，這樣才能獲得低導(dǎo)通電阻。
（2）開關(guān)特性。CMF20120D 的開通延遲時(shí)間和關(guān)斷延遲時(shí)間最短。IPW65R065C7 產(chǎn)生開通和關(guān)斷損耗的時(shí)間最小，其開通和關(guān)斷損耗也最小，但其 dv/dt 和 di/dt 也最大。而 CMF20120D 產(chǎn)生開通損耗的時(shí)間最長(zhǎng)，開通損耗也最大，但其產(chǎn)生關(guān)斷損耗的時(shí)間和關(guān)斷損耗與 IPW65R065C7 相近。IKW25N120T2D 由于其關(guān)斷拖尾現(xiàn)象嚴(yán)重，導(dǎo)致其關(guān)斷時(shí)間和關(guān)斷損耗最大。
（3）內(nèi)部二極管特性。CMF20120D 的內(nèi)部二極管導(dǎo)通電壓最高，但其反向恢復(fù)特性最好，與 SiC 肖特基二極管相近。IPW65R065C7 的內(nèi)部二極管反向恢復(fù)特性最差，其反向恢復(fù)電流峰值是 CMF20120D內(nèi)部二極管的 6 倍，反向恢復(fù)時(shí)間是 CMF20120D內(nèi)部二極管的 3 倍。IKW25N120T2D 的內(nèi)部二極管反向?yàn)榭旎謴?fù)二極管，其反向恢復(fù)特性僅好于IPW65R065C7 的內(nèi)部二極管。
（4）效率。應(yīng)用 CMF20120D 和 IPW65R065C7的 DAB 變換器的開關(guān)頻率為 100kHz，理論最高效率分別為 94.9%和 95.5%，實(shí)測(cè)最高效率分別為94.3%和 93.6%。而應(yīng)用 IKW25N120T2 的 DAB 變換器的開關(guān)頻率為 20kHz，理論最高效率為 91.03%，實(shí)測(cè)最高效率為 90.6%。

綜合以上內(nèi)容，CMF20120D 的性能與 IPW65- R065C7 相近，均比 IKW25N120T2D 的性能優(yōu)異，但 CMF20120D 耐壓高于 IPW65R065C7，因此 SiC MOSFET 在高壓、高頻功率變換領(lǐng)域的應(yīng)用將會(huì)越來越廣泛。本文作者梁美 1鄭瓊林 1可翀 2李艷 1游小杰 1（1. 北京交通大學(xué)電氣工程學(xué)院北京 100044 2. 華北水利水電大學(xué)電力學(xué)院鄭州 450046）分享電力電子信息，碳化硅器件應(yīng)用技術(shù)等行業(yè)資料，一起交流學(xué)習(xí)

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